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B類放大器
B類放大器
我們在之前的教程中已經(jīng)看到，A 類放大器的特點(diǎn)是導(dǎo)通角為360°，理論最大效率為50%。在這個(gè)新教程中，我們將詳細(xì)介紹另一類稱為B類的放大器，它是為解決 A 類低效率問題而開發(fā)的。
在第一節(jié)中，我們將介紹 B 類放大器的組成及其特性概述。然而，我們將在后面的部分中看到，為了正常工作，需要兩個(gè)互補(bǔ)晶體管來確保輸入信號的再現(xiàn)，這就是通常所說的推挽配置。此外，我們將重點(diǎn)介紹 B 類放大器中發(fā)生的不希望出現(xiàn)的失真以及一些可能的解決方案來限制它。在本教程的最后一節(jié)，我們將逐步介紹如何計(jì)算 B 類放大器的理論最大效率。
B類放大的介紹
與 A 類的主要區(qū)別在于 B 類放大器的導(dǎo)通角為180°。這意味著只有一半的輸入信號被處理以實(shí)現(xiàn)放大過程。為了闡明這一說法，下圖 1比較了 A 類和 B 類放大器的導(dǎo)通角：
圖 1：基于 NPN 的 A 類和 B 類放大器導(dǎo)通角
在圖 1中，我們假設(shè)使用的雙極晶體管 (BJT) 是 NPN 類型。在 B 類放大器中，PNP BJT 只會(huì)放大信號的負(fù)部分，如下圖 2所示：
圖 2：基于 PNP 的 B 類放大器導(dǎo)通角
為了更好地可視化 B 類配置如何放大信號，讓我們考慮兩個(gè)信號增益為 5 的晶體管，一個(gè) NPN 和一個(gè) PNP。幅度為 1 的輸入信號和來自 NPN 和 PNP 晶體管的輸出信號可以繪制在圖 3中的同一圖表中：
圖 3：基于 NPN 和 PNP 的 B 類放大。
由于 NPN 晶體管僅放大正半波，而 PNP 僅放大負(fù)半波，因此僅使用一個(gè)晶體管無法實(shí)現(xiàn)忠實(shí)再現(xiàn)。然而，從圖 3中，我們看到 NPN 和 PNP 輸出的疊加會(huì)重新生成輸入信號的形狀。為了組合這兩個(gè)輸出，一個(gè) NPN 和一個(gè) PNP 晶體管被放置在所謂的推挽配置中（圖 4），我們將在下一節(jié)中詳細(xì)介紹。
B 類放大器的另一個(gè)重要特性是晶體管的基極支路沒有直流偏置。因此，B 類放大器只有在交流輸入信號高于雙極晶體管的閾值電平+0.7 V時(shí)才能導(dǎo)通。這一事實(shí)在觸發(fā) B 類放大典型的不良效應(yīng)方面起著重要作用，我們將在下一節(jié)中闡明這一點(diǎn)。
推挽配置
下面的圖 4顯示了用于 B 類放大的射極跟隨器推挽配置的輸出級，以及輸入信號、NPN 和 PNP 晶體管的輸出以及最終組合輸出：
圖 4：B 類推挽配置
圖 4突出顯示了通常稱為交叉失真的不良影響。在零幅度交叉附近確實(shí)有一個(gè)區(qū)間，信號沒有被忠實(shí)地再現(xiàn)。要了解為什么這種現(xiàn)象專門針對 B 類放大器發(fā)生，我們需要繪制推挽配置的 (V out , V in ) 特性：
從圖 5中，我們可以看到 B 類推挽配置的輸出/輸入特性只是部分線性的。實(shí)際上，在 B 類放大器中，NPN 和 PNP 晶體管工作在截止區(qū)域，當(dāng)輸入信號低于 +0.7 V 閾值（分別高于 -0.7 V）時(shí)，NPN 晶體管（分別是 PNP）不會(huì)傳導(dǎo)信號。這種行為會(huì)在 -0.7 V 和 +0.7 V 之間產(chǎn)生一個(gè) 1.4 V 的間隔，其中基極和發(fā)射極分支之間不能傳導(dǎo)任何信號。這解釋了在 B 類推挽配置中觀察到的交叉失真。
限制交叉失真
交叉失真需要校正，特別是對于這種效果明顯可察覺的音頻放大器。限制或完全消除失真的第一個(gè)可能的解決方案是根據(jù)輸出信號的所需線性度或多或少地偏置基本分支。這個(gè)解決方案將在下一個(gè)教程中詳細(xì)介紹，因?yàn)樯晕⑵没种?yīng)于 AB 類放大。
另一種解決方案是通過在從輸出到輸入的電路中添加一個(gè)運(yùn)算放大器來修改圖 4，如下面的圖 6所示：
圖 6：負(fù)反饋推挽配置
首先，重要的是要記住運(yùn)算放大器比較反相分支 (-)和同相分支 (+)上的兩個(gè)輸入。運(yùn)算放大器具有非常重要的增益，因此可以高度放大微小的差異。只有當(dāng)兩個(gè)輸入信號嚴(yán)格相同時(shí)，運(yùn)算放大器的輸出（在我們的例子中為公共基極支路）才等于零。
讓我們考慮在 B 類負(fù)反饋推挽配置的輸出處可以觀察到或多或少重要的交叉失真。當(dāng)輸出信號在[-0.7V,+0.7V]區(qū)間外如實(shí)再現(xiàn)時(shí)，+、V +支路電位嚴(yán)格等于-、V-支路電位。因此，電位差 V + -V -為零，運(yùn)算放大器不會(huì)放大任何信號。雙極晶體管的公共基極支路因此沒有偏置。
如果輸出信號處于交叉失真區(qū)間[-0.7 V,+0.7 V]中，則在運(yùn)算放大器端子處將出現(xiàn)電位差 V + -V – 并將被放大到公共基極支路，這將臨時(shí)偏置晶體管為了糾正失真。
總而言之，我們可以說這個(gè)電路“強(qiáng)制”輸出保持與輸入相同的形狀，因此再現(xiàn)了忠實(shí)的信號。
B級效率
如前面教程所述，放大器的效率由比率η=P out /P abs定義，其中 P out是輸出功率，P abs是晶體管和負(fù)載吸收的功率以實(shí)現(xiàn)放大過程。在下一節(jié)中，我們可以參考圖 4，記住輸出信號是在負(fù)載電阻 R L上獲取的。
正如在前面關(guān)于A 類放大器的教程中已經(jīng)看到的那樣，我們可以分解輸出信號 V out (t) 和 I out (t)，例如：
(V 0 ,I 0 ) 表示偏置，(v out (t),i out (t)) 表示交流分量。替代信號也可以重寫，例如：
在交流狀態(tài)下，負(fù)載 P RL中的耗散功率由以下比率表示：
eq 1 : 負(fù)載中的功耗
兩個(gè)晶體管中消耗的瞬時(shí)功率p(t)可以根據(jù)公式 2寫出：
eq 2：晶體管中的瞬時(shí)耗散功率
我們可以通過積分計(jì)算（我們不會(huì)在此詳述）證明晶體管中消耗的平均功率P A滿足公式 3：
eq 3 : 晶體管的平均耗散功率
因此，電源提供的總功率P abs只是負(fù)載和晶體管 P RL +P A消耗的功率之和 ：
eq 4 : 為實(shí)現(xiàn)放大過程而吸收的功率
最后，效率可以表示為比率 η=P RL /P abs：
eq 5：推挽式 B 類配置的效率
當(dāng)V AC =V supply時(shí)效率最大化，因此給出了理論上的最大效率η max =π/4=78.5 %。與 A 類放大相比，這是對效率的重要改進(jìn)，A 類放大使用變壓器只能實(shí)現(xiàn)理論上的最大 50%，而這會(huì)導(dǎo)致額外的成本和復(fù)雜性。
上述信息可以總結(jié)為顯示功率分布的圖表，如圖 7 所示。重要的是要記住繪制此圖 V AC /R L =I AC。此外，為了表示數(shù)量 P abs，我們將其重寫為 P abs =(V supply ×√2/pi)×(I AC ×√2/pi)?((V supply ×0.8)×(I AC ×0.8 ）。
圖 7：B 類放大器的功率分布
結(jié)論
本教程通過介紹此類配置的特點(diǎn)來重點(diǎn)介紹 B 類放大器。事實(shí)上，我們已經(jīng)看到 B 類放大的行為與 A 類相反：它僅呈現(xiàn)180°傳導(dǎo)角，并且不能忠實(shí)地再現(xiàn)信號。
稍后，表明可以組合兩個(gè)晶體管 NPN 和 PNP，以實(shí)現(xiàn)更忠實(shí)地再現(xiàn)輸出信號的推挽配置。NPN 晶體管負(fù)責(zé)放大正半波，而 PNP 對負(fù)半波執(zhí)行類似的過程。
然而，這種配置會(huì)產(chǎn)生交叉失真，它會(huì)在零信號區(qū)附近產(chǎn)生正半波和負(fù)半波的錯(cuò)位。如同一部分所述，這種現(xiàn)象來自推挽配置的公共基極支路的零偏壓，以及 NPN 和 PNP 晶體管的閾值電壓，僅允許信號輸出的導(dǎo)電性[-0.7 V,+0.7 V] 零信號間隔。
之后，我們專注于解決交叉失真的可能解決方案。其中之一是根據(jù)我們想要實(shí)現(xiàn)的所需線性水平來偏置基本分支。這個(gè)解決方案將在下一個(gè)關(guān)于AB 類放大器的教程中詳細(xì)介紹。第二種解決方案是增加一個(gè)運(yùn)算放大器，在電路中創(chuàng)建一個(gè)負(fù)反饋回路。運(yùn)算放大器強(qiáng)制輸出信號遵循輸入信號的形狀，從而限制或消除不希望的交叉失真。
最后，我們提出了一種計(jì)算 B 類效率的方法。我們得出結(jié)論，理論最大效率為78.5%，遠(yuǎn)高于 A 類配置。這種效率的提高是由于低180°導(dǎo)通角允許晶體管僅在確實(shí)存在交流輸入信號時(shí)才從電源吸收功率。