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技術(shù)專(zhuān)題
IGBT和二極管技術(shù)集成在低電感ANPC拓?fù)渲?/h3>
在過(guò)去的兩年中，隨著全球光伏市場(chǎng)的蓬勃發(fā)展以及較低水平的能源成本（LCoE）帶來(lái)的好處，1500 VDC光伏系統(tǒng)已成為主流。同時(shí)，由于其不斷提高的功率密度，靈活性和簡(jiǎn)化的維護(hù)，串式逆變器解決方案也變得越來(lái)越受歡迎。
為了支持這一市場(chǎng)趨勢(shì)，英飛凌開(kāi)發(fā)了新型的低電感Easy 3B封裝以及特殊的950 V IGBT和二極管技術(shù)。結(jié)合有源中性點(diǎn)鉗位（ANPC）拓?fù)洌私M合將1500 VDC PV串式逆變器的功率密度提高到一個(gè)新的水平，從而進(jìn)一步降低了LCoE。
圖1顯示了太陽(yáng)能逆變器中使用的典型ANPC拓?fù)洹Ｊ褂?span>SHeading 2ix子系統(tǒng)，每個(gè)子系統(tǒng)均由一個(gè)IGBT（T1至T6）和一個(gè)反并聯(lián)二極管（D1至D6）組成。VDC從DC +到N和從N到DC-對(duì)稱(chēng)地施加。被調(diào)查的ANPC
圖1：分別在子系統(tǒng)1至4和5至6中具有快速切換設(shè)備和低靜電損耗設(shè)備的ANPC拓?fù)涞氖疽鈭D。實(shí)線和虛線表示所研究的換向路徑
拓?fù)湓谧酉到y(tǒng)1至4中使用了快速切換設(shè)備，在子系統(tǒng)5和6中使用了低靜態(tài)損耗設(shè)備。參考資料中提供了ANPC拓?fù)浜拖嚓P(guān)換向路徑的全面討論和解釋。[1，2]。
在有功功率（例如正輸出電壓和正輸出電流）中，圖1中的實(shí)線和虛線綠線表示典型的換向路徑。為了清楚起見(jiàn)，T1與D2換向，而T5連續(xù)處于導(dǎo)通狀態(tài)。因此，用于有功功率操作的一條主要換向路徑在DC +和N和/或N和DC-之間。因此，應(yīng)通過(guò)設(shè)計(jì)措施將這些路徑中的寄生效應(yīng)降至最低，以確保優(yōu)化的性能。
圖2：650 V，950 V和1200 V MPT IGBT技術(shù)的權(quán)衡圖。在TJ = 150°C和VDC = 2/3?VCES時(shí)提供靜態(tài)和動(dòng)態(tài)值。作為參考，還顯示了650 V和1200 V的最新第四代IGBT
面向太陽(yáng)能應(yīng)用的新型950 V技術(shù)新型950 V IGBT技術(shù)基于微圖案溝槽（MPT）電池設(shè)計(jì)，這在650 V TRENCHSTOP?5和1200 V TRENCHSTOP?7 IGBT中是眾所周知的[3，4， 5]。為了滿(mǎn)足ANPC拓?fù)渲忻總€(gè)子系統(tǒng)的特定要求并優(yōu)化系統(tǒng)效率，開(kāi)發(fā)了兩種獨(dú)立的器件性能：具有中等靜態(tài)損耗但動(dòng)態(tài)損耗顯著降低的快速開(kāi)關(guān)IGBT（S7），以及低靜電損耗優(yōu)化的IGBT（L7）。新型950 V二極管基于著名的650 V RAPID技術(shù)，具有足夠的柔軟度，宇宙射線強(qiáng)度和低動(dòng)態(tài)損耗。
圖2顯示了650 V，950 V和1200 V MPT技術(shù)的權(quán)衡圖。所有值均在150°C的結(jié)溫（TJ），標(biāo)稱(chēng)電流和相應(yīng)阻斷電壓VCES的2/3的直流母線電壓（VDC）下提供。可以看到，650 V MPT技術(shù)提供了具有較高靜態(tài)損耗的超快開(kāi)關(guān)器件（H5）以及優(yōu)化了靜態(tài)損耗的器件（L5）。與1200 V T4相比，1200 V MPT技術(shù)（T7）結(jié)合了低靜態(tài)損耗和適度的動(dòng)態(tài)損耗。無(wú)論如何，由于1200 V的阻斷能力，T7的動(dòng)態(tài)損耗要比S5大（接近8倍），盡管兩者在額定電流（Inom）時(shí)都具有可比的集電極-發(fā)射極電壓（VCE）。因此，950 V MPT技術(shù)彌補(bǔ)了這一性能差距。
L7的動(dòng)態(tài)損耗比T7高約50％，但靜態(tài)損耗卻低得多。在中等靜態(tài)損耗下，S7僅顯示T7動(dòng)態(tài)損耗的三分之一。應(yīng)該記住的是，電流密度隨阻斷電壓的增加而降低。在L7和S7的情況下，電流密度比T7高約50％。因此，如果在功率模塊中使用相等的芯片面積，則相對(duì)于1200 V IGBT，950 V IGBT的性能優(yōu)勢(shì)將更加明顯。此外，將L7和S7與最新的1200 V T4和650 V E4進(jìn)行比較，強(qiáng)調(diào)了與MPT概念和所用技術(shù)直接相關(guān)的好處。
圖3：IC = Inom和IC = 0.1?Inom時(shí)，L7，S7和T7的L7，S7和T7的關(guān)閉波形（左側(cè)）和打開(kāi)波形（右側(cè)），在TJ = 25時(shí)VDC = 600 V ℃。這些表包含特征參數(shù)
在下文中，重點(diǎn)是L7，S7和T7。圖3顯示L7，S7和T7的關(guān)閉和開(kāi)啟波形。對(duì)于關(guān)斷，S7提供最激進(jìn)的開(kāi)關(guān)性能，即最高的開(kāi)關(guān)斜率（dv / dt）和峰值電壓VCE peak。專(zhuān)注于S7，VCE，峰值接近其最大值。L7和T7非常柔軟，沒(méi)有達(dá)到臨界值。對(duì)于接通，所有設(shè)備都提供可比的開(kāi)關(guān)性能。如果另外降低柵極電阻（RG），則S7可能會(huì)實(shí)現(xiàn)更低的開(kāi)關(guān)損耗和更高的dv / dt值。
針對(duì)1500V太陽(yáng)能應(yīng)用的優(yōu)化電源模塊
如參考文獻(xiàn)中所述。[6]，為了在最終系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)最佳性能，必須對(duì)電源模塊進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。為此，采取了以下步驟來(lái)開(kāi)發(fā)針對(duì)1500 V太陽(yáng)能應(yīng)用的優(yōu)化電源模塊：
首先，確定了ANPC拓?fù)涞闹饕獡Q向路徑，如圖1所示。
其次，在平行板設(shè)計(jì)中，電源端子彼此靠近放置，以最小化DC +與N和N與DC之間的雜散電感。DC +，N和DC-的位置如圖4所示。輸出端子與輸入端子相對(duì)，從而簡(jiǎn)化了PCB設(shè)計(jì)。
圖4：Easy3B封裝，具有基于950 V的ANPC拓?fù)涞南鄳?yīng)引腳
第三，以這樣的方式定義內(nèi)部布局，即對(duì)于關(guān)鍵計(jì)算路徑，只有很小的換向回路出現(xiàn)在基板水平上。避免了模塊基板之間的換向路徑。
第四，使用新穎的無(wú)底板Easy3B封裝開(kāi)發(fā)了一種非常低的電感和對(duì)稱(chēng)電源模塊。因此，在與兩個(gè)傳統(tǒng)Easy2B封裝相同的占位面積上，僅實(shí)現(xiàn)了15 nH的模塊雜散電感。此外，與Easy1B和Easy2B相比，Easy3B封裝可降低熱阻。
最后，在此電源模塊設(shè)計(jì)中實(shí)現(xiàn)了950 V IGBT和二極管技術(shù)。因此，針對(duì)1500 V太陽(yáng)能逆變器（標(biāo)稱(chēng)電流為400 A）進(jìn)行了優(yōu)化的ANPC拓?fù)渫耆稍趩蝹€(gè)電源模塊中。
使用圖1所示的1500 V ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)評(píng)估電源模塊的性能。S7和L7分別在子系統(tǒng)T1至T4和T5至T6中實(shí)現(xiàn)。T2和T3提供200 In的Inom，而所有其他IGBT的Inom值為400A。關(guān)于二極管，分析了兩種主要情況。在第一個(gè)中，所有子系統(tǒng)中都集成了200 A RAPID二極管。在第二個(gè)中，Inom = 60 A的1200 V SiC肖特基二極管取代了RAPID二極管D2和D3。使用帶有T7和EC7的ANPC拓?fù)渥鳛閰⒖迹?duì)有功功率換向路徑進(jìn)行比較。在所有情況下，假定平均模塊溫度最高增加30 K，因此限制了解決方案的可用性。
圖5顯示了在DC +和DC-端子之間施加1200 V時(shí)，最大可實(shí)現(xiàn)的輸出電流Iout與開(kāi)關(guān)頻率fSW的關(guān)系。實(shí)線表示參考的Iout和上面提到的兩個(gè)基于L7 / S7的方案。所有這三種解決方案均提供相同的標(biāo)稱(chēng)電流。在非常低的fSW時(shí)，T7 / EC7解決方案的Iout比兩個(gè)L7 / S7版本高出15％。在典型的fSW高于20 kHz時(shí)，該收益降低到大約7％。值得一提的是，只有T7 / EC7解決方案的功率密度顯著降低才能帶來(lái)這種虛假的Iout收益。如果使用相同的功率密度，即使用相同的L7，S7和RAPID二極管芯片面積，情況就會(huì)改變。虛線將其可視化。
圖5：在相同的熱邊界條件下，不同型號(hào)和功率密度的I out與fSW的關(guān)系。插圖：在對(duì)應(yīng)的Iout處，不同效率和功率密度的系統(tǒng)效率與fSW的關(guān)系。
顯然，帶有RAPID二極管的L7 / S7和帶有SiC二極管的L7 / S7現(xiàn)在分別提供了高達(dá)40％和75％的Iout增加。即使對(duì)于fSW在20至40 kHz范圍內(nèi)，Iout也比T7 / EC7參考值大10％，最大26％。這些發(fā)現(xiàn)不足為奇，因?yàn)?span>T7和EC7針對(duì)通用驅(qū)動(dòng)器進(jìn)行了優(yōu)化，從而降低了開(kāi)關(guān)頻率。因此，如果像太陽(yáng)能應(yīng)用中一樣需要更快的開(kāi)關(guān)速度，那么L7和S7的優(yōu)勢(shì)就顯得尤為重要。
圖5的插圖顯示了對(duì)應(yīng)最大Iout的系統(tǒng)效率與fSW的關(guān)系。所有解決方案均提供至少99.2％的系統(tǒng)效率。無(wú)論如何，基于L7 / S7的解決方案比基于T7的解決方案至少提供0.05％到0.3％的更高系統(tǒng)效率。應(yīng)該記住的是，與基于In7 = 400 A的基于L7 / S7的解決方案（實(shí)線）相比，具有更大芯片尺寸（虛線）的L7 / S7的系統(tǒng)效率稍低，同時(shí)伴隨著更高的Iout。盡管系統(tǒng)效率略低，但在fSW = 20 kHz時(shí)Iout增強(qiáng)了25％至35％。